Güncel ayna - Current mirror

Bir akım aynası , bir kopyalama için tasarlanmış bir devre akımı bir ile aktif cihaz , bir devrenin bir başka aktif cihazında akımını kontrol yükleme bağımsız olarak çıkış akımı sabit tutularak. "Kopyalanan" akım değişken bir sinyal akımı olabilir ve bazen de öyledir. Kavramsal olarak, ideal bir akım aynası, aynı zamanda akım yönünü de tersine çeviren ideal bir ters akım amplifikatörüdür . Veya akım kontrollü bir akım kaynağından (CCCS) oluşabilir . Akım aynası, devrelere ön gerilim akımları ve aktif yükler sağlamak için kullanılır . Daha gerçekçi bir akım kaynağını modellemek için de kullanılabilir (çünkü ideal akım kaynakları mevcut değildir).

Burada ele alınan devre topolojisi, birçok monolitik IC'de görülen bir topolojidir. Follower (çıkış) transistöründe verici dejenerasyon direnci olmayan bir Widlar aynadır . Bu topoloji yalnızca bir IC'de yapılabilir, çünkü eşleştirme son derece yakın olmalıdır ve ayrı ayrı elde edilemez.

Diğer bir topoloji Wilson güncel aynasıdır . Wilson aynası , bu tasarımdaki Erken etkili gerilim problemini çözmektedir .

Ayna özellikleri

Mevcut bir aynayı karakterize eden üç ana özellik vardır. Birincisi, transfer oranı (bir akım yükselticisi durumunda) veya çıkış akımı büyüklüğüdür (sabit bir akım kaynağı CCS olması durumunda). İkincisi, aynaya uygulanan voltaj ile çıkış akımının ne kadar değiştiğini belirleyen AC çıkış direncidir. Üçüncü şartname, aynanın düzgün çalışması için gerekli olan çıkış kısmındaki minimum voltaj düşüşüdür. Bu minimum voltaj, aynanın çıkış transistörünü aktif modda tutma ihtiyacıyla belirlenir. Aynanın çalıştığı voltaj aralığına uyum aralığı denir ve iyi ve kötü davranış arasındaki sınırı belirleyen gerilime uyum gerilimi denir . Aynalarla ilgili bir dizi ikincil performans sorunu da vardır, örneğin sıcaklık kararlılığı.

Pratik yaklaşımlar

İçin küçük sinyal analizi akım aynası eşdeğeri ile tahmin edilebilir Norton empedans .

Gelen büyük sinyal eli analizi, bir akım aynası genellikle ve basitçe yaklaşık olarak ideal akım kaynağı gereğidir. Bununla birlikte, ideal bir akım kaynağı birkaç açıdan gerçekçi değildir:

• sonsuz AC empedansına sahipken, pratik bir aynanın sonlu empedansı vardır
• gerilimden bağımsız olarak aynı akımı sağlar, yani uygunluk aralığı gereksinimi yoktur
• transistörlerin parazitik kapasiteleri nedeniyle gerçek bir aynanın sınırlamaları varken, frekans sınırlaması yoktur.
• ideal kaynağın gürültü, güç kaynağı voltaj değişimleri ve bileşen toleransları gibi gerçek dünya etkilerine duyarlılığı yoktur.

Akım aynalarının devre gerçeklemeleri

Temel fikir

İki kutuplu bir transistör, en basit akım-akım dönüştürücü olarak kullanılabilir, ancak transfer oranı büyük ölçüde sıcaklık değişimlerine, toleranslarına, vb. Bağlıdır. Bu istenmeyen rahatsızlıkları ortadan kaldırmak için, bir akım aynası iki kademeli akım-voltajdan oluşur. ve aynı koşullara yerleştirilmiş ve ters karakteristiğe sahip gerilim-akım dönüştürücüleri. Doğrusal olmaları zorunlu değildir; tek şart, özelliklerinin aynaya benzemesidir (örneğin, aşağıdaki BJT akım aynasında, bunlar logaritmik ve üsteldir). Genellikle, iki özdeş dönüştürücü kullanılır, ancak ilkinin özelliği, olumsuz bir geri bildirim uygulanarak tersine çevrilir. Dolayısıyla, bir akım aynası iki kademeli eşit dönüştürücüyü içerir (birinci - ters ve ikinci - doğrudan).

Şekil 1: Referans akımı I _REF'yi ayarlamak için bir direnç kullanan npn bipolar transistörlerle uygulanan bir akım aynası ; V _CC = besleme gerilimi

Temel BJT akım aynası

BJT taban-yayıcı bağlantısına giriş miktarı olarak bir voltaj uygulanırsa ve kollektör akımı bir çıkış miktarı olarak alınırsa, transistör üstel voltaj-akım dönüştürücü olarak işlev görür . Negatif bir geri besleme uygulayarak (basitçe taban ve toplayıcıyı birleştirerek), transistör "tersine çevrilebilir" ve zıt logaritmik akım-voltaj dönüştürücü olarak davranmaya başlayacaktır ; şimdi uygulanan "giriş" toplayıcı akımını geçecek şekilde "çıkış" baz emitör voltajını ayarlayacaktır.

En basit iki kutuplu akım aynası (Şekil 1'de gösterilmiştir) bu fikri uygular. Ters ve doğru voltaj-akım dönüştürücüleri olarak buna göre hareket eden iki kademeli transistör aşamasından oluşur . Transistör Q _1'in vericisi toprağa bağlanır. Kollektör-taban voltajı gösterildiği gibi sıfırdır. Sonuç olarak, Q voltaj düşüşü ₁ olan V _BE bu voltaj tarafından ayarlanır olup, diyot hakları ve Q ₁ olduğu söylenmektedir diyot bağlı . (Ayrıca bkz. Ebers-Moll modeli .) Devrede basit bir diyot yerine Q ₁ olması önemlidir , çünkü Q ₁ , Q ₂ transistörü için V _BE'yi ayarlar . S ise ₁ ve Q ₂ eşleştirilir olduğunu, esas olarak aynı cihaz özelliklerine sahip, ve ayna çıkış voltajı Q'nun kolektör bazındaki gerilimi çok seçilirse ₂ , daha sonra da sıfırdır V _BE Q-değeri ayarlamak ₁ eşleştirilmiş Q bir yayıcı akımı ile sonuçlanır ₂ Q yayıcı akımı ile aynıdır ₁ . Q ₁ ve Q ₂ eşleştiğinden, β ₀ değerleri de uyumludur ve ayna çıkış akımını Q _1'in kollektör akımıyla aynı yapar .

Rasgele kolektör bazındaki ters önyargı ayna ile gönderilen akım, V _CB , ve çıkış transistörü ile elde edilir:

${\ displaystyle I _ {\ text {C}} = I _ {\ text {S}} \ left (e ^ {\ frac {V _ {\ text {BE}}} {V _ {\ text {T}}}} - 1 \ sağ) \ sol (1 + {\ frac {V _ {\ text {CE}}} {V _ {\ text {A}}}} \ sağ),}$

burada I _S ters doygunluk akımı veya ölçek akımıdır; V _T , termal gerilim ; ve V _A , Erken voltaj . Bu akım, çıkış transistörü V _CB = 0 V olduğunda aşağıdaki şekilde referans akımı I _ref ile ilgilidir:

${\ displaystyle I _ {\ text {ref}} = I_ {C} \ left (1 + {\ frac {2} {\ beta _ {0}}} \ sağ),}$

Kirchhoff'un Q _1'in toplayıcı düğümündeki mevcut yasası kullanılarak bulunduğu gibi :

${\ displaystyle I _ {\ text {ref}} = I_ {C} + I_ {B1} + I_ {B2} \.}$

Referans akım temini Q kollektör akımı ₁ ve her iki transistor baz akımları - her iki transistör sıfır taban-toplayıcı önyargı olduğunda, iki baz akımları, bir eşit _B1 = I _B2 = I _B .

${\ displaystyle I _ {\ text {ref}} = I_ {C} + I_ {B} + I_ {B} = I_ {C} + 2I_ {B} = I_ {C} \ left (1 + {\ frac { 2} {\ beta _ {0}}} \ sağ),}$

Parametre β ₀ , V _CB = 0 V için transistör β değeridir .

Çıkış direnci

V ise _BC çıkış transistor Q sıfırdan büyüktür, ₂ , Q, kollektör akımı ₂ Q için biraz daha büyük olacaktır ₁ nedeniyle erken etkisi . Başka bir deyişle, ayna, çıkış transistörünün r _o'su tarafından verilen sonlu bir çıktı (veya Norton) direncine sahiptir , yani:

${\ displaystyle R_ {N} = r_ {o} = {\ frac {V_ {A} + V_ {CE}} {I_ {C}}} \,}$

burada V _A Erken voltajdır; ve V _CE , çıkış transistörünün toplayıcıdan yayıcıya voltajı.

Uygunluk gerilimi

Çıkış transistörünü aktif tutmak için, V _CB ≥ 0 V. Bu, doğru ayna davranışıyla sonuçlanan en düşük çıkış voltajı anlamına gelir, uyumluluk voltajı, çıkış akımında çıkış transistörü ile önyargı koşulları altında V _OUT = V _CV = V _BE'dir. seviye I _C ve V _CB = 0 V ile veya yukarıdaki IV ilişkisini tersine çevirerek :

${\ displaystyle V_ {CV} = V_ {T} \ ln \ sol ({\ frac {I_ {C}} {I_ {S}}} + 1 \ sağ),}$

burada V _{, T} ise termal gerilim ; ve I _S , ters doygunluk akımı veya ölçek akımı.

Uzantılar ve komplikasyonlar

S olduğunda ₂ sahiptir V _CB > 0 V, transistörler artık eşleştirilir. Özellikle, β değerleri Erken etki nedeniyle farklılık gösterir.

${\ displaystyle {\ begin {align} \ beta _ {1} & = \ beta _ {0} \\\ beta _ {2} & = \ beta _ {0} \ left (1 + {\ frac {V_ { CB}} {V_ {A}}} \ sağ), \ end {hizalı}}}$

V burada _bir bir erken gerilim ve β ₀ V transistör β olan _CB bağlı erken etkisinden farkı dışında = 0 V'a transistor β-değerleri β için farklı olacaktır ₀ -değerleri mevcut bağlıdır ve iki transistörler artık farklı akımlar taşır (bkz. Gummel-Poon modeli ).

Bundan başka, S ₂ Q çok daha ısınabilir ₁ nedeniyle ilgili yüksek güç dağıtımıyla. Eşleşmeyi sürdürmek için, transistörlerin sıcaklığı neredeyse aynı olmalıdır. Her iki transistörün aynı kalıpta olduğu entegre devrelerde ve transistör dizilerinde, bunu başarmak kolaydır. Ancak iki transistör geniş bir şekilde ayrılırsa, mevcut aynanın hassasiyeti tehlikeye girer.

Ek uyumlu transistörler aynı tabana bağlanabilir ve aynı kollektör akımını sağlar. Başka bir deyişle, devrenin sağ yarısı , her birinde R _2'nin yerini alan çeşitli direnç değerleri ile birkaç kez çoğaltılabilir . Bununla birlikte, her bir ek sağ yarısı transistör "top çalma" Q kolektör akımı biraz ₁ nedeniyle sağ yarısı ise transistörlerin sıfır olmayan baz akımlarına. Bu, programlanmış akımda küçük bir azalmaya neden olacaktır.

Ayna direncini artırmak için yayıcı dejenerasyonlu bir ayna örneğine de bakın .

Şemada gösterilen basit ayna için, tipik değerleri % 1 veya daha iyi bir akım eşleşmesi sağlayacaktır. ${\ displaystyle \ beta}$

Şekil 2: I _REF referans akımını ayarlamak için dirençli bir n-kanallı MOSFET akım aynası ; V _DD , besleme voltajıdır

Temel MOSFET akım aynası

Temel akım aynası, Şekil 2'de gösterildiği gibi MOSFET transistörleri kullanılarak da uygulanabilir. Transistör M ₁ , doygunluk veya aktif modda çalışır ve M _{2 de} böyledir . Bu kurulumda, çıkış akımı I _OUT , aşağıda tartışıldığı gibi doğrudan I _REF ile ilgilidir .

Bir MOSFET I _D' nin boşaltma akımı, MOSFET'in hem geçit kaynağı voltajının hem de boşaltma-kapı voltajının bir fonksiyonudur, I _D = f ( V _GS , V _DG ) tarafından verilen, işlevselliğinden türetilen bir ilişki. MOSFET cihazı. Aynanın M ₁ transistörü durumunda , I _D = I _REF . Referans akım I _REF , bilinen bir akımdır ve gösterildiği gibi bir dirençle veya voltaj kaynağı varyasyonlarından bağımsız olarak sabit olmasını sağlamak için "eşik referanslı" veya " kendinden taraflı " bir akım kaynağı ile sağlanabilir.

Kullanma V _DG transistörü için = 0 M ₁ , boşaltma akımı M ₁ olduğu I _D = f ( V _GS , V _DG buluruz yani = 0): f ( V _GS , 0) = I _REF , dolaylı değerinin saptanması ve V _GS . Böylece I _REF , V _GS'nin değerini ayarlar . Diyagram kuvvetleri aynı devre V _GS transistör uygulamak M ₂ . Eğer M ₂ de sıfır ile bastırılmaktadır V _DG ve sağlanan transistörler M ₁ ve M ₂ vb kanal uzunluk, genişlik, eşik voltajı, ilişki olarak özellikleri, iyi bir eşleştirme, I _OUT = f ( V _GS , V _DG = 0) uygulanır, dolayısıyla I _OUT = I _REF ayarlanır ; yani çıkış akımı, çıkış transistörü için V _DG = 0 olduğunda ve her iki transistör eşleştiğinde referans akımıyla aynıdır .

Kaynağa boşaltma voltajı, V _DS = V _DG + V _GS olarak ifade edilebilir . Bu ikameyle, Shichman-Hodges modeli f ( V _GS , V _DG ) fonksiyonu için yaklaşık bir form sağlar :

${\ displaystyle {\ begin {align} I_ {d} & = f (V_ {GS}, V_ {DG}) \\ & = {\ frac {1} {2}} K_ {p} \ sol ({\ frac {W} {L}} \ sağ) \ left (V_ {GS} -V_ {th} \ sağ) ^ {2} \ left (1+ \ lambda V_ {DS} \ sağ) \\ & = {\ frac {1} {2}} K_ {p} \ sol [{\ frac {W} {L}} \ sağ] \ sol [V_ {GS} -V_ {th} \ sağ] ^ {2} \ sol [ 1+ \ lambda (V_ {DG} + V_ {GS}) \ sağ], \\\ uç {hizalı}}}$

nerede transistörle ilişkili teknoloji ile ilgili bir sabit, W / L transistörün genişlik-uzunluk oranı , kapı-kaynak voltajı, eşik voltajı, λ kanal uzunluğu modülasyon sabiti ve boşaltma- kaynak voltajı. ${\ displaystyle K_ {p}}$${\ displaystyle V_ {GS}}$${\ displaystyle V_ {th}}$${\ displaystyle V_ {DS}}$

Çıkış direnci

Kanal uzunluğu modülasyonu nedeniyle ayna, çıkış transistörünün r _o'su tarafından verilen sonlu bir çıkış (veya Norton) direncine sahiptir , yani (bkz. Kanal uzunluğu modülasyonu ):

${\ displaystyle R_ {N} = r_ {o} = {\ frac {1} {I_ {D}}} \ sol ({\ frac {1} {\ lambda}} r + V_ {DS} \ sağ) = {\ frac {1} {I_ {D}}} \ sol (V_ {E} L + V_ {DS} \ sağ),}$

burada λ = kanal uzunluğu modülasyon parametresi ve V _DS = drenajdan kaynağa sapma.

Uygunluk gerilimi

Çıkış transistör direncini yüksek tutmak için, V _DG ≥ 0 V. (Bakınız Baker). Bu, doğru ayna davranışıyla sonuçlanan en düşük çıkış voltajı anlamına gelir, uyumluluk voltajı, V _DG = 0 V ile çıkış akımı seviyesinde çıkış transistörü için V _OUT = V _CV = V _GS veya f'nin tersini kullanarak - fonksiyon, f ⁻¹ :

${\ displaystyle V_ {CV} = V_ {GS} ({\ text {for}} \ I_ {D} \ {\ text {at}} \ V_ {DG} = 0V) = f ^ {- 1} (I_ {D}) \ {\ text {with}} \ V_ {DG} = 0 \.}$

Shichman-Hodges modeli için, f ⁻¹ yaklaşık olarak karekök fonksiyonudur.

Uzantılar ve rezervasyonlar

Bu aynanın kullanışlı bir özelliği, f'nin cihaz genişliğine W doğrusal bağımlılığıdır; bu , Shichman-Hodges modelinden daha doğru modeller için bile yaklaşık olarak karşılanan bir orantıdır. Böylece, iki transistörün genişlik oranını ayarlayarak, referans akımın katları üretilebilir.

Shichman-Hodges modeli, günümüzde bile sadece kolaylık sağlamak için sıklıkla kullanılsa da, yalnızca oldukça eski teknoloji için doğrudur. Yeni teknolojiye dayalı herhangi bir nicel tasarım, değişen akım-voltaj özelliklerini hesaba katan cihazlar için bilgisayar modellerini kullanır. Doğru bir tasarımda hesaba katılması gereken farklılıklar arasında, voltaj bağımlılığı için V _gs'deki kare yasasının başarısızlığı ve λ V _ds tarafından sağlanan V _ds boşaltma voltaj bağımlılığının çok zayıf modellemesi yer alır . Denklemlerin çok önemli olduğunu kanıtlayan bir başka başarısızlığı, L kanal uzunluğuna olan yanlış bağımlılıktır . L- bağımlılığının önemli bir kaynağı, λ'nın genellikle deneysel verilerden alınması gerektiğine dikkat çeken Gray ve Meyer tarafından belirtildiği gibi λ'dan kaynaklanmaktadır.

Nedeniyle V'in geniş bir farklılaşmaya _inci bile, belirli bir cihazın bir süre içinde ayrı versiyonları sorunludur. Değişim, bir Kaynak dejenere direnci kullanılarak bir şekilde telafi edilebilmesine rağmen, değeri o kadar büyük hale gelir ki çıkış direnci zarar görür (yani azalır). Bu varyasyon, MOSFET versiyonunu IC / monolitik arenaya indirir.

Geri bildirim destekli akım aynası

Şekil 3: Çıkış direncini artırmak için op-amp geri beslemeli kazanç artırılmış akım aynası

Kazanç destekli akım aynasının MOSFET versiyonu; M ₁ ve M, ₂ M ise, aktif modunda ₃ ve M, ₄ omik modunda ve dirençler gibi hareket ederler. İşlemsel amplifikatör, yüksek bir çıkış direncini koruyan geri bildirim sağlar.

Şekil 3, çıktı direncini artırmak için negatif geri besleme kullanan bir aynayı göstermektedir . Op amp nedeniyle, bu devrelere bazen kazanç destekli akım aynaları denir . Nispeten düşük uygunluk gerilimlerine sahip oldukları için, geniş salınımlı akım aynaları olarak da adlandırılırlar . Bu fikre dayanan çeşitli devreler, özellikle MOSFET aynaları için kullanımdadır çünkü MOSFET'lerin içsel çıkış direnci değerleri oldukça düşüktür. Şekil 3'ün bir MOSFET versiyonu, Şekil 4'te gösterilmektedir, burada MOSFET'ler M ₃ ve M ₄ , Şekil 3'teki emitör dirençleri R _{E ile} aynı rolü oynamak için Ohmik modda çalışır ve MOSFET'ler M ₁ ve M ₂ , Şekil 3'teki ayna transistörleri Q ₁ ve Q ₂ ile aynı roller . Şekil 3'teki devrenin nasıl çalıştığına dair bir açıklama izler.

İşlemsel yükselteç, R _E değerine sahip iki yayıcı-bacak direncinin tepesindeki V ₁ - V ₂ gerilimlerindeki farkla beslenir . Bu fark op amp tarafından yükseltilir ve Q ₂ çıkış transistörünün tabanına beslenir . Q ₂ üzerindeki kolektör tabanı ters önyargısı , uygulanan voltaj V _A artırılarak artırılırsa, Q _2'deki akım artar, V ₂ artar ve op amp'e giren V ₁ - V ₂ farkı azalır . Sonuç olarak, temel gerilimi Q ₂ azaltılır ve V _BE arasında Q ₂ çıkış akımındaki artış ile mücadele, azalır.

Op-amp kazancı A _v büyükse, Q ₂ için gereken temel voltaj V _B'yi üretmek için yalnızca çok küçük bir V ₁ - V ₂ farkı yeterlidir , yani

${\ displaystyle V_ {1} -V_ {2} = {\ frac {V_ {B}} {A_ {v}}}.}$

Sonuç olarak, iki bacak dirençleri akımları hemen hemen aynı tutulur, ve ayna çıkış akımı neredeyse kollektör akımı ile aynıdır I _C1 içinde Q ₁ sırayla referans akımı olarak ayarlanır,

${\ displaystyle I _ {\ text {ref}} = I_ {C1} \ left (1 + {\ frac {1} {\ beta _ {1}}} \ sağ),}$

β burada ₁ transistörü için Q ₁ ve β ₂ için Q ₂ nedeniyle farklılık erken etkisi toplayıcısı-taban boyunca ters ön eğer Q ₂ -olmayan sıfırdır.

Çıkış direnci

Şekil 5: Aynanın çıkış direncini belirlemek için küçük sinyal devresi; transistör Q ₂ , hibrit pi modeli ile değiştirilir ; çıkıştaki bir test akımı I _X , bir V _X voltajı üretir ve çıkış direnci, R _out = V _X / I _{X şeklindedir} .

Çıktı direncinin idealize edilmiş bir muamelesi dipnotta verilmiştir. Sonlu kazanç A _{v olan} ancak bunun dışında ideal olan bir op amp için küçük sinyal analizi Şekil 5'e dayanır (β, r _O ve r _π , Q _2'ye bakın ). Şekil 5 varmak için, op-amp voltaj girdisi yani Şekil 3'te op-amp pozitif giriş AC zemin olduğu fark sadece gerilim yayıcı AC V _e bir voltaj çıkışı ile sonuçlanan, negatif girişine tatbik arasında - A _v V _e . Ohm yasasını giriş direnci r _π boyunca kullanmak , küçük sinyal temel akımı I _b'yi şu şekilde belirler:

${\ displaystyle I_ {b} = {\ frac {V_ {e}} {\ frac {r _ {\ pi}} {A_ {v} +1}}} \.}$

İçin Ohm kanunu ile bu sonuca birleştiren , ortadan kaldırılabilir, bulmak için: ${\ displaystyle R_ {E}}$${\ displaystyle V_ {e}}$

${\ displaystyle I_ {b} = I_ {X} {\ frac {R_ {E}} {R_ {E} + {\ frac {r _ {\ pi}} {A_ {v} +1}}}}.}$

Kirchhoff'un test kaynağı I _X'ten R _E'nin zemine kadar voltaj yasası şunları sağlar:

${\ displaystyle V_ {X} = (I_ {X} + \ beta I_ {b}) r_ {O} + (I_ {X} -I_ {b}) R_ {E}.}$

İçin ikame ı _b ve koşullar çıkış direnci toplama R _out olduğu bulunmuştur:

${\ displaystyle R _ {\ text {out}} = {\ frac {V_ {X}} {I_ {X}}} = r_ {O} \ left (1+ \ beta {\ frac {R_ {E}} { R_ {E} + {\ frac {r _ {\ pi}} {A_ {v} +1}}}} \ sağ) + R_ {E} \ | {\ frac {r _ {\ pi}} {A_ {v } +1}}.}$

Büyük bir kazanç A _v ≫ r _π / R _E için bu devre ile elde edilen maksimum çıkış direnci şu şekildedir:

${\ displaystyle R _ {\ text {out}} = (\ beta +1) r_ {O},}$

R _out = r _O olduğunda temel aynaya göre önemli bir gelişme .

Şekil 4'teki MOSFET devresinin küçük sinyal analizi, R _çıkışı için formülde β = g _m r _π ayarlanarak ve ardından r _π → ∞ bırakılarak bipolar analizden elde edilir . Sonuç

${\ displaystyle R _ {\ text {out}} = r_ {O} \ left [1 + g_ {m} R_ {E} (A_ {v} +1) \ sağ] + R_ {E}.}$

Bu kez, R, _E , kaynak bacağı MOSFET M direnci ₃ , E ₄ . Bununla birlikte, Şekil 3'ten farklı olarak, A _v arttıkça ( R _E'yi değerde sabit tutarken ), R _çıkışı artmaya devam eder ve büyük A _v'de sınırlayıcı bir değere yaklaşmaz .

Uygunluk gerilimi

Şekil 3, büyük bir op-amp kazanç maksimum elde Ar _üzerinden sadece küçük olan R, _E . İçin düşük bir değer R _E anlamına gelir V ₂ , aynı zamanda, bu ayna için düşük uyum gerilimi, sadece bir voltaj sağlayan, küçük V ₂ basit bir iki kutuplu aynanın uyum geriliminden daha büyüktür. Bu nedenle, bu tür aynalara geniş salınımlı akım aynası da denir , çünkü çıkış voltajının, yalnızca büyük uyum voltajları pahasına büyük bir R _çıkışı sağlayan diğer ayna türlerine kıyasla düşük salınmasına izin verir .

Şekil 4'teki MOSFET devresi ile, Şekil 3'teki devre gibi, op amp kazancı A _{v ne} kadar büyükse, belirli bir R _{çıkışında} daha küçük R _E yapılabilir ve aynanın uyum voltajı o kadar düşük olabilir.

Diğer akım aynaları

Temel aynadan daha yüksek çıkış dirençlerine sahip (çıkış voltajından bağımsız akım çıkışı ile ideal aynaya daha yakından yaklaşan) ve sıcaklığa ve cihaz parametresi değişikliklerine ve devre voltaj dalgalanmalarına karşı daha az hassas akımlar üreten birçok karmaşık akım aynası vardır . Bu çok transistörlü ayna devreleri hem bipolar hem de MOS transistörlerle kullanılır. Bu devreler şunları içerir:

• Widlar akım kaynağı
• Wilson akım aynası bir akım kaynağı olarak kullanılan
• Kaskodlu akım kaynakları

Notlar

Ayrıca bakınız

• Akım kaynağı
• Widlar akım kaynağı
• Wilson akım aynası
• Bipolar bağlantı transistörü
• MOSFET
• Kanal uzunluğu modülasyonu
• Erken etki

Referanslar

Dış bağlantılar

• 4QD tec - Güncel kaynaklar ve aynalar Devrelerin ve açıklamaların özeti